ELETTRONICA MICROSTEP

[tecno67]

Ops! Mi correggo, la pausa va fatta non ad ogni passo, solo quando si ha inversione del verso della corrente. Perchè è qui che si va a chiudere in controcorrente.

[Bit79]

Ricerco le dispense sugli snubber....

[Bit79]

Non ho ancora trovato le dispense sugli snubber, su questo pc ho un casino...

Comunque ho fatto progressi circa la stabilità  del controllo di corrente, trovando una soluzione al problema dell'accordatura su frequenze sottomultiple o comunque ad una marcata tendenza all'instabilità  (il classico rumorino di fritto....).

Il problema sta nell'intrinseca instabilità  del controllo di corrente a frequenza costante, quando lavora con duty cicle >50 % (praticamente sempre in modalità  fast decay).

Analizzando il comportamento del regolatore così strutturato si può notare la causa di instabilità . In pratica il regolatore è costituito da un generatore di clock (a frequenza costante) che setta un latch, abilitando il ponte. Un comparatore monitorizza poi la corrente dell'avvolgimento (che sale linearmente) e resetta il latch nel momento in cui la corrente raggiunge la soglia prefissata. Da questo momento in poi il latch disabilita il ponte, si passa nella fase di decay (slow o fast) e la corrente diminuisce linearmente fino alla fine del periodo di clock.
In condizioni di regime, l'ampiezza della rampa di salita è ovviamente uguale a quella di discesa (altrimenti la corrente media varierebbe nel tempo). I tempi delle due rampe sono quindi inversamente proporzionali alle rispettive pendenze.

Se ipotizziamo che, partendo dalla situazione ideale, una commutazione (ad esempio quella ad off), avvenga in un istante leggermente differente da quello ideale, questo si riperquoterà  sulle successive commutazioni, variandone la posizione.
Ad esempio, un leggero ritardo su una commutazione ad off provocherà  un aumento del valore di corrente alla fine della rampa off (è iniziata più tardi, quindi dura di meno, quindi la corrente diminuisce di meno). Questo valore aumentato anticiperà  la successiva commutazione ad off (quelle ad on non possono cambiare, sono legate all'impulso di clock), poichè, partendo da un valore maggiore, la rampa di salita raggiungerà  il valore di soglia prima del dovuto. Stavolta la commutazione ad off è anticipata, quindi la rampa di discesa sarà  più lunga. Poichè la rampa di discesa inizia sempre dal valore di corrente massimo (determinato a sua volta dalla tensione di riferimento), il valore finale stavolta sarà  minore di quello dovuto. Questo provocherà  un allungamento della rampa on del successivo periodo (stavolta si parte da un valore più basso, quindi ci vuole di più per raggiungere la soglia), e la commutazione ad off risulterà  ritardata. Si ripropone la situazione del primo periodo, dove appunto abbiamo ipotizzato un ritardo della commutazione ad off.
Il ciclo si ripete su 2 periodi di clock. Ovviamente se lo spostamento della commutazione ad off tende a diminuire nel tempo di avrà  un effetto stabilizzante, se viceversa lo spostamento tende ad aumentare si avrà  una progressiva amplificazione dell'errore e il circuito si instabilizzarà  sempre più.

Se si analizza il fenomeno, si scopre che l'effetto si attenua se la rampa di salita ha pendenza superiore a quella di discesa (quindi duty cicle <50%), mentre è instabile in caso contrario (duty cicle > 50%).

Nel caso di regolazione fast decay è quindi praticamente sempre instabile.
Per stabilizzarlo, un sistema può essere quello di sommare al segnale di corrente proveniente dalla Rsense un segnale a dente di sega crescente, sincronizzato con il segnale di clock. Questo segnale, essendo a rampa crescente, aumenterà  la pendenza della rampa di salita e diminuirà  la pendenza della rampa di discesa, stabilizzando il sistema.

Il rimedio funziona e l'ho provato con successo. E' chiaro che sommando un segnale a quello proveniente dalla Rsense si ha una diminuzione della corrente negli avvolgimenti, diminuzione che per di più dipende dal duty cicle (è maggiore all'aumentare del duty cicle, perchè si va a lavorare nel punto in cui la rampa di correzione ha valore maggiore).

L'ampiezza della rampa va quindi cercata sperimentalmente, ma non è detto che la stabilità  si abbia in tutti i casi. Per avere stabilità  certa si dovrebbe adottare una rampa troppo grande, con degrado della linearità  del regolatore.

Comunque il sistema funziona abbastanza bene.

Una altro rimedio è quello di passare alla regolazione a tempo off costante (quindi a frequenza variabile). In questo modo, qualunque sia l'istante di commutazione ad off, il tempo della rampa di discesa sarà  sempre lo stesso (e quindi, essendo la pendenza costante, anche l'ampiezza sarà  la stessa) e con esso anche il valore della corrente nel momento della successiva commutazione ad on. In questo modo eventuali disturbi non possono propagarsi da un periodo all'altro, e non si può avere instabilità .

La frequenza di funzionamento varia però al variare della Vref e delle caratteristiche del motore.

Devo provare anche questa soluzione.

[Bit79]

Sono riuscito a testare anche la soluzione con regolazione a Toff costante. Devo dire che funziona subito molto bene. La stabilità  è ottima, e la frequenza è anche abbastanza stabile al variare del riferimento. Un vantaggio è che all'aumentare della tensione di riferimento deve necessariamente aumentare il Ton, di conseguenza la frequenza diminuisce. Questo può contribuire a diminuire le perdite, visto che con correnti grandi diminuisce la frequenza di lavoro.

Ho ancora qualche problemino di trigger indesiderato del monostabile, ma dovrebbe essere risolvibile inpelmentando un circuito di blank-time, come del resto già  fatto nel precedente sistema.

[tecno67]

Il ragionamento sembra che fili, per quanto riguarda la stabilità . Qui però siamo di fronte ad una sincronizzazione su di una frequenza 5 volte inferiore. Rimane poi sempre da cercare la causa della distruzione dei Mosfet col motore da 10 Ampere con corrente regolata a meno di 5.

Per quanto riguarda poi il discorso toff, io disponendo di un microcontrollore e volendo fare un driver che si adatti ad un motore qualsiasi percorrerei la strada di un controllo non a tempo fisso ma di tipo PID oppure parlando di micropasso, si potrebbe realizzare un sistema dove si realizza una doppia tabella, indirizzata dal n° di passo corrente, dove sono memorizzati per ciascun passo sia il valore di soglia massima che minima. Il programma si limita ad effettuare continuamente le due comparazioni ed attivare/disattivare il ponte. All'accensione del driver il microcontrollore legge il valore di Vref e si calcola la tabella. Dopodiché il programma deve solo gestire un conteggio sulla base degli ingressi step\dir ed attivare\disattivare delle uscite digitali sulla base delle continue comparazioni. Semplice-semplice. Che ne pensi?

[Bit79]

Riguardo alla sincronizzazione in caso di instabilità  non ho detto che sia necessariamente su una frequenza dimezzata. Anche nel caso di frequenza dimezzata si presenta il problema di stabilità , e il processo continuerà  fino a quando.... gli pare al circuito.

Per la rottura dei mos analizzarei la cross-conduction tra mos e diodo opposto, eventualmente selezionado mos più veloci (specialmente il relativo diodo).

Per il controllo di corrente, un PID mi sembra fuori luogo. Il pid andrebbe abbinato ad un modulatore pwm, inoltre richiederebbe tarature decisamente critiche. Non dimentichiamo che abbiamo bisogno di una notevole banda passante per seguire le variazioni del riferimento di corrente durante i passi.

Il regolatore a soglie fisse (superiore e inferiore) potrebbe funzionare, in pratica fissi il ripple di corrente che vuoi, accendendo il ponte quando raggiunge il valore minimo di corrente e spengendolo quando arriva al valore massimo. Però in questo caso la frequenza dipende dall'induttanza del motore e può variare di molto da caso a caso.
Inoltre devi monitorare la corrente anche durante la fase di decay, con relativi problemi.

Io rimarrei sui circuiti classici, chopper a frequenza fissa con stabilizzazione o chopper a Toff fisso.

Il regolatore di corrente in qualche modo si fa, casomai bisogna porsi il problema di scegliere i mos giusti.

[Nacasail]

Ah ma allora ci stai lavorando!!!

Presto ti piombo in laboratorio

[saviothecnic]

Ottima idea siamo tutti con te

Il doppia faccia mi spaventa un po
speriamo riuscirai a fare il mono

[Bit79]

Io ho già  problemi di piste con il doppia faccia, figuriamoci con il monofaccia... perchè ti fa paura? Si stampa alla stessa maniera....

Per Nacasail: piomba, piomba pure...

[Bit79]

Un po' di dati, riguardo al problema delal cross-conduction mosfet-diodo.

Nel mio circuito ho adottato mosfet IRF640, 18A continui, 72A di picco.
Il pilotaggio è effettuato mediante una resistenza di gate di 68 ohm, che mi limita la rampa di salita della tensione di gate a circa 250V/us.
In questo modo, considerando le varie fasi, ho un tempo di commutazione complessivo di circa 250 ns.

Le misure sono state effettuate con una corrente di carico di 2A.

Durante la commutazione ad on rilevo un picco di circa 40A di durata pari a circa 100ns.
Questo valore è compatibile con la carica di recovery del diodo. Trascurando infatti la corrente del carico verrebbe una carica di circa 4uC. Il datasheet del mos indica per il diodo una carica di recovery di 1.8uC, ma va coinsiderato che tale dato è relativo ad una rampa di corrente di 100A/us, mentre in questo caso la commutazione è molto più veloce, e questo implica una carica maggiore (la carica aumenta con la rampa di corrente, anche se non linearmente).

In questo caso il mos resta nel range massimo, ma sto usando un mos da 18A per prelevarne solo 2...

Capite cosa accade se aumentiamo il carico...

[tecno67]

Se il tuo mosfet è da 72 Amp di picco ed ai un picco di 40A significa che ne hai teoricamente ancora 32 di margine. Non mi sembra preoccupante! Cmq potresti postare uno schema del tuo circuito per ragionarci su?

[Bit79]

Si, ma sto utilizzando un mos da 18A per prelevarne 2.... tanto vale usare un L298 allora.
Aumentanto la corrente del carico aumenta proporzionalmente anche la carica di recovery del diodo e di conseguenza il picco nel mos al momento dell'accesione.

Credo che la soluzione migliore sia quella di scegliere mos con diodi più performanti, ottimizzando anche i tempi di commutazione. Voglio provare gli IRFB4227 da te suggeriti, mi sambra che abbiano ottime caratteristiche.

Uno schema? Ho lo schema originale della scheda, ma l'ho un po' stravolta per fare le prove....
Comunque si tratta del solito ponte ad H con 4 IRF640, pilotati da 2 IR2104. Le resistenze di gate sono da 68 ohm con in parallelo un diodo per lo spengimento veloce del mos.

Il regolatore di corrente iniziale era costituito dal solito L6506, ma avevo appunto problemi di stabilità .
Ho provato a implementare un regolatore a Toff costante, sfruttando un LM331 (lo so, serve a tutt'altra cosa, ma guarda caso ha tutto quello che serve), e le cose vanno meglio. Ho problemi di disturbi, ma la causa è probabilmente da ricercarsi nello sbroglio poco curato. Le piste di segnale sono infatti molto lunghe e passano troppo vicino a quelle di potenza. Poco male, è migliorabile.

Preparo uno schema aggiornato e lo posto.

[tecno67]

Riguardo i disturbi, non trascurare ciò che ho evidenziato riguardo i diodi di ricircolo inferiori. Se usi quelli interni ai mosfet il ricircolo passa attraverso la Rsense ed oltre ad aumentare la dissipazione su questa determina anche una inversione di corrente sulla stessa, raddoppiando di fatto il di/dt che moltiplicato per la sia pur piccola induttanza della Rsense ti determina forti disturbi. Almeno sul ramo inferiore i diodi è meglio che siano esterni ai mosfet.

[RsX]

interessante questo progetto
non ci sono più aggiornamenti?

[RsX]

con il L6506 non si potrebbe semplificare il circuito e il pcb?
http://docs-europe.electrocomponents.co ... 098620.pdf
http://www.otocoup.com/DocTech/Stepper_ ... rostep.pdf